圖1. MAX16834EVKIT用于實現參考設計的功能

 

圖2. LED驅動器原理圖

 

 

 

將boost轉換器輸出負端連接到輸入電源正端，構成buck-boost轉換器(以輸入電壓為參考)。

 

在此設計一款buck-boost轉換器(以輸入電壓為參考)，從7V至18V直流電源產生350mA電流，驅動4個白光LED (WLED) (每個WLED在350mA時的正向壓降為3.5V)。MAX16834 HB LED驅動器集成了峰值電流模式控制器，工作于CCM (連續導通模式)，開關頻率為495kHz。開關頻率通過R15電阻(11kΩ)設置。

 

輸入、輸出電壓變化時，MAX16834控制電感的峰值電流，保證LED的電流為350mA。檢測LED回路的電流檢測電阻兩端的電壓，然后將其在內部放大9.9倍，這樣可以減小檢測電阻的阻值，從而提高效率。經過放大的電壓與R16和R17設定的基準電壓進行比較，其差值由一個GM = 500µS的跨導放大器進行放大，輸出信號在COMP引腳產生控制電壓，此電壓設置電流環路的基準，這樣，電感電流檢測電阻R9兩端的電壓峰值最終成為此控制電壓。

 

 

按照式1計算N2的最大占空比：

 

 

其中，VLEDMAX是LED最大電壓，VINMIN是最低輸入電壓，VD是二極管壓降，VDS是FET開關導通時的平均壓降。

 

本應用中，DMAX為0.69。

 

 

選擇電感，需要知道其電感量和峰值電流。峰值電感電流可用式2計算：

 

 

其中，ILAVG為平均電感電流，ΔIL為電感電流紋波，表示為平均電感電流的百分比：

 

 

允許電流紋波ΔIL為30%，代入已知參數，可以得到：

 

 

最小電感量可由式5計算：

 

 

其中，fSW為開關頻率?？紤]到20%的容差，可得LMIN = 17µH，此處選擇22µH電感。

 

 

正常工作時，開關檢流電阻兩端的電壓最大值不應高于250mV，如果檢流電阻的電壓達到300mV (典型值)，轉換器將關斷。R9上的電壓決定了開關周期中導通脈沖的寬度，芯片內部提供了前沿屏蔽電路，可防止開關MOSFET提前關斷。R9的計算如式6所示：

 

 

計算得到：R9 = 0.133Ω，這里R9選擇0.15Ω。

 

 

眾所周知，在峰值電流模式控制中，CCM boost轉換器的占空比超過50%時環路將出現不穩定，需要引入適當的斜率補償，以消除由諧波分量引起的不穩定性。MAX16834具有內部斜坡發生器，用于斜率補償。在每個開關周期開始時，斜坡電壓復位，然后按外部電容C13設定的速率上升，C13由內部的100µA電流源進行充電，斜坡電壓與R9兩端的電壓內部疊加。C13的計算如式7所示：

 

 

其中，VSLOPE為：

 

 

從式7和式8可以得到：C13 = 1.57nF，實際選取1.5nF電容。

 

 

利用式9計算R5：

 

 

在此應用中，取VREFI = 1.94V，得到：R5 = 0.56Ω。

 

 

輸出電容COUT (C7與C8的并聯電容)按式10計算：

 

 

其中，ΔVLED為輸出電壓紋波的最大峰峰值，它取決于最大電流紋波和此電流下LED的動態阻抗。為延長LED使用壽命并保證其色度，LED上的紋波電流應小于其平均電流的5%。本應用中，計算得到COUT為3µF，故電容C7、C8均選用2.2µF/50V。

 

由式11計算輸入電容(C1、C2的并聯電容)：

 

 

其中，ΔVIN為輸入電壓紋波的峰峰值。

 

對于100mV的ΔVIN，CIN為1.9µF，所以選擇C1為2.2µF/25V，C2為1.1µF/25V。

 

 

Buck-boost轉換器的傳遞函數在右半平面存在一個零點，可用式12計算：

 

 

本應用中，fRHPZ在37.8kHz處，為了提供充分的相位裕量，保持環路穩定，在-20dB/十倍頻程時，整個環路增益應在RHP零點頻率的1/5之前達到0dB，由此可得截止頻率fC為7.56kHz。輸出電容和負載等效輸出阻抗會產生一個極點：

 

 

其中，RO為負載等效阻抗，由下式確定：

 

 

從式14可得fP1 = 4.7kHz。

 

接下來選擇補償元件R10和C12，它們需要在極點頻率fP1處產生一個零點，并調整fP1處的環路增益，使之在fC達到0dB。

 

利用式15計算R10：

 

 

從式15可得R10 = 341Ω，此處R10選擇301Ω電阻；GM是內部跨導放大器的增益。

 

相應地，C12可以計算如下：

 

 

從式16可得C12 = 0.11µF，此處選用0.1µF電容。

 

 

MAX16834內部有一個用于PWM調光的MOSFET驅動器，它可以接受1.5V至5V的邏輯高電平PWM信號，信號頻率從直流到20kHz，通過改變PWM信號的占空比調節LED亮度。

 

NDRV驅動器和跨導放大器輸出由PWM信號控制，PWM信號為高時，NDRV使能，跨導放大器的輸出端連接到COMP引腳；信號為低時，NDRV被禁止，跨導放大器的輸出端斷開，COMP端連接到PWM比較器反相輸入端，該端為CMOS輸入，可忽略其從補償電容C12吸收的漏電流，故C12上電荷將保持，直到PWM變高。一旦信號變為高電平，NDRV將使能，放大器輸出又連接到COMP端，從而快速建立穩定的工作狀態。

 

 

如果空載或發生LED開路故障，boost轉換器將會產生很高的輸出電壓，該轉換器可在發生這種高電壓時關閉，電壓門限通過R11和R12設定。R11和R12的分壓點接到IC的OVP引腳，當該引腳電壓達到1.435V (典型值)時，轉換器將關閉。本設計中，R11和R12設定的LED開路保護點為輸出電壓達到17.2V。

 

 

MAX16834評估板上裝配了boost轉換器，可以通過增減下列元件，將其配置為buck-boost轉換器：

 

 

 

圖3. N2柵極驅動電壓

 

圖4. N2漏極電壓

 

圖5. N2開關電流波形

 

圖6. LED電壓

 

圖7. PWM調光占空比為50%時的LED電流波形

 

圖8. PWM調光占空比為90%時的LED電流波形

 

圖9. PWM調光占空比為10%時的LED電流波形

 

 

 

本文轉載自Maxim。